Der analoge Rechen-OPerationsverstärker


1. Eingang als Differenzverstärker
(Zum Verständnis sind sichere Kenntnisse in der Transistortechnik erforderlich.).

 

Die Gleichtaktunterdrückung ist das Verhältnis zwischen der an beiden Eingängen gleichzeitig wirkenden Spannung, zu der Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen.

Um eine Ausgangsspannung zu erhalten, muss man den Strom in einem Transistor erhöhen, oder den Strom im anderen Transistor verringern.

Die Kollektorspannung liegt je nach Verstärker, Kollektorwiderstand und eingestelltem Kollektorstrom weit unterhalb der positiven Versorgungsspannung. Ist z.B. die Kollektorspannung 8V, so ist die Gleichtakteingangsspannung 8V. oberhalb 8V ist die Kollektor-Emitterspannung 0V damit arbeiten die Eingangstransistoren nicht mehr als Verstärker, bzw. als Inverter. Die der Gleichtaktspannung überlagerten Signale sind jetzt am Kollektor phasengleich, da die Basis- Kollektorstrecken im Durchlassbereich arbeiten. Bei einem gegengekoppelten Verstärker bedeutet dies, dass aus einer Gegenkopplung  eine Mitkopplung wird, da zwischen Eingang und Ausgang gleiche Phasenlage herrscht. Der Verstärker übersteuert.

 

Die Kollektorwiderstände und der Emitterwiderstand engen den Gleichtaktbereich ein, ebenso die Versorgungsspannung. In der Emitterschaltung kann man den Emitterwiderstand durch die Kollektor- Emitterstrecke eines Transistors nachbilden. Wenn man der Basis dieses Transistors eine feste Vorspannung zuführt arbeitet der Transistor als Konstantstromquelle. Der differenzielle Widerstand ist dann sehr groß

 Ridiff= UCE/IC=
20V / 0,2 mA =100.000 Ohm

 

 

 

Der statische Innenwiderstand, der sich aus Ruhestrom und Ruhespannung ergibt ist dagegen klein. Ri stat. =UCE V3 / IC = 0,2V / 9mA =22 Ohm

Der Kollektorstrom IC  V3 = ZU –UBE  V3/R4 = 2,7V - 0,7V / 220 = 9 mA

Mit P1 werden die Emitterströme von V1 und V2 eingestellt. Bei einem hochohmigen differenziellen Widerstand den V3 bildet, ist es gleich ob zwei gegenphasige Spannungen oder nur eine Spannung anliegt.

Der angesteuerte Transistor arbeitet dann in Kollektorschaltung und steuert den zweiten Transistor in Basisschaltung an. Am Ausgang erscheinen zwei gleiche gegenseitige Spannungen. Den gemeinsamen Emitterwiderstand als hochohmigen ohmschen Widerstand zu verwenden erfordert eine ebenfalls hohe Betriebsspannung, was praktisch zu aufwendig und damit unwirtschaftlich würde. So können auch Betriebsspannungen von + - 3 Volt  noch verwendet werden.

 

 

 

Die Eingangsstufe des Operationsverstärker 741

(Zum Verständnis des folgenden Textes unbedingt die Innenschaltung dazu legen)

 

Die Transistoren V1 + V2 arbeiten als Differenzverstärker mit einem Kollektorstrom von ca. 15 µA. Durch die hohe Stromverstärkung hfe = 100 liegt der Basisstrom bei ca. 150 nA. V8 arbeitet als Diode. Die Kollektorspannung von V1 + V2 ist daher + UBetriebsspannung - UBE von V8. Bei +- 14Volt.

 

Die Spannungsverstärkung von V3 + V4 wird durch PNP Transistoren in Basisschaltung und die Treiberstufentransistoren V5 + V6 bewirkt. V5 + V6 stellen einen hohen differenziellen Lastwiderstand (ca. 2M Ohm) dar, sodass kleine Kollektorstromänderungen von V3 + V4 große Spannungsänderungen an ihren Kollektoren hervorrufen.

Der typische Eingangswiderstand von 1M Ohm setzt sich wie folgt zusammen:

Bei hfe 0,5 und IE 0,5 von 15µA beträgt der Eingangswiderstand von V1 + V2 ca. 170 K Ohm, wenn die Emitter von V1 + V2 auf Massepotential liegen würden. Dazu kommt der Eingangswiderstand der Basisschaltung von V3 + V4, wobei die Basispunkte hochohmig an den beiden Kollektoren von V9 + V10 liegen.

 

Der wesentliche Vorteil der Anordnung von V1 + V3 + V4 ist, dass die Durchbruchspannung für Differenzsignale am Eingang jetzt durch zwei UEBO – Strecken bestimmt werden. Bedingt durch die bei PNP Transistoren sehr große Basis- Emitter – Durchbruchspannung von UEBO 30 V kann die Differenz- Eingangsspannung dieser Schaltung bis zu + - 30 V betragen.

 

Die zulässige negative Gleichtakteingangsspannung wird durch die am Kollektor von V3 + V5 bzw. V4 + V6 anstehende Spannung bestimmt. Bei –15V beträgt diese ca. 13,6V d.h., dass die Gleichtaktspannung ca. –13V betragen kann, ohne dass V3 + V5 bzw. V4 oder V6 im Sättigungsbereich arbeiten und dadurch keine Verstärkung aufweisen.

Falls diese Spannung überschritten wird, tritt dadurch keine Phasendrehung der Stufen und keine Ausgangsübersteuerung auf, da die Eingangsstufe des 741 keine Invertierung zulässt. Ein wesentlicher Vorteil des 741 gegenüber den inzwischen überholten Standardtypen wie zum Beispiel dem 709. Eine weitere Betriebsspannungserhöhung könnte theoretisch bis zur Basis-Kollektor-Durchbruchspannung von V1 + V2 bzw. V3 + V4 erfolgen. Damit würde gleichfalls die Gleichtaktspannung sich erhöhen.

 

Die typischen Werte UCBO liegen für die im 741 verwendeten Transistorgeometrien bei ca. 45V. Durch Fertigungstoleranzen muss mit einem minimalen Wert von ca. 36V gerechnet werden. Dadurch beträgt die zulässige Versorgungsspannung + - 18Volt. Deshalb ist eine Gleichtaktspannung von + - 15V zulässig. Die Datenblätter geben + - 12V bzw. + - 13V an. Beim 709 beträgt diese nur + - 8V.

 

Offsetkompensation

 

Die Eingangsnullspannung der Eingangsstufe beträgt typisch 1mV, sodass eine Spannungsdrift von 3 – 4µV / °C zu erwarten ist. Der mittlere Basisstrom IB beträgt ca. 75nA der Nullstrom Io (IB1 – IB2) ca. 20 nA. Bei vielen OP´s z.B.: 709 erfolgt die Kompensation der Eingangsnullspannung direkt an den Differenzeingängen mit Hilfe eines Potentiometers, das an seinen beiden Enden gegen plus und minus UB liegt. Diese Kompensation hat den Nachteil, dass das Abgleichelement direkt mit der Signalquelle verbunden ist und somit eine Belastung dieser Quelle darstellt. Dadurch können sich auch die dynamischen Eigenschaften des Gesamt-Verstärkers verschlechtern. Beim 741 wird der Nullabgleich intern vorgenommen, indem ein extern ein etwa 10 KOhm Potentiometer an die herausgeführten Emitteranschlüsse von V5 + V6 angeschlossen wird. Der Schleifer muss dann an –UB liegen. Mit diesem Regler kann die Symmetrie der Differenzeingangsstufe über eine Variation der Kollektorströme von V5 und V6 eingestellt werden. V9 + V10 stellen zusammen mit den als Dioden geschalteten Transistoren V8 + V11 eine Konstantstromquelle dar. V7 mit R2 dient zur symmetrischen Belastung der Eingangsstufe.

 

Zweite Stufe = Hauptverstärkerstufe

 

Die Auskopplung der Eingangsstufe erfolgt mit der Darlington-Stufe V16 + V17. Durch die Darlingtonstufe ist die Belastung und die Drift der Eingangsstufe klein und die Spannungsverstärkung groß. Da der Gesamtverstärker nur aus zwei Spannungsverstärkerstufen besteht, muss jede Stufe auf maximale Verstärkung ausgelegt werden, dabei ist u.a. wichtig, dass der Kollektorwiderstand sehr groß ist. Deshalb ist bei der 2. Stufe anstelle eines passiven Kollektorwiderstandes ein hoher differenzieller Widerstand mit dem Kollektorausgang eines Transistors V13 nachgebildet. Dabei wird mit V12 als Diode geschaltet in V13 ein Konstantstrom eingeschaltet.

 

Ausgangsstufe

 

Ist V17 gesperrt wird der Strom in die Basis von V14 geleitet. Damit ist das Kollektorpotential etwa +UB. Über die Kollektorschaltung mit V14 folgt damit der Ausgang diesem Potential. Wird V17 durchgesteuert, ist dessen Kollektorpotential etwa -UB. Und der gesamte Strom von V13 fließt über V17. Dadurch folgt über die Kollektorschaltung V20 der Ausgang dem negativen Potential V20 ist hier ein PNP Transistor. Der Kollektor liegt am negativsten Punkt der Schaltung.  Mit R6 und R7 wird die Spannung UCE für V18 eingestellt, die UBE von V20 kompensiert. Damit wird die so genannte Totzone der komplementären Ausgangstufe ausgeschaltet. Der Ruhestrom der Endstufe liegt in diesem Falle bei ca. 60yA. Die dadurch entstehende

Verlustleistung von 2mW ist gering.

 

Kurzschlussstrombegrenzung

 

Der 741 ist zeitlich unbegrenzt kurzschlussfest und zwar nicht nur gegen Masse sondern auch gegen plus und minus UB. Dies geschieht über V15 und R8 für die positive Spannung. Übersteigt der Ausgangsstrom etwa 25 mA bei TU = +25°C Umgebungstemperatur wird der Spannungsabfall über R8 so groß dass V15 leitend wird. Der Ausgangsstrom wird damit auf einen konstanten Wert von ca. 25 mA stabilisiert.

Für die negative Spannung geschieht dies über den Emitterwiderstand R9 und dem Spannungsabfall über R10 der V19 eingeschaltet.

Der durch hfe dividierte Strom von ICV19 fließt im negativen durchgesteuerten Zustand über R10, außerdem der Konstantstrom von ICV13.  Deshalb muss der Strom ICV20/hfe V20 über R10 nicht den gesamten  Spannungsabfall zur Durchsteuerung von V19 erzeugen. Die Stromverstärkung von V20 ist verhältnismäßig klein.

Mit steigender Temperatur wird der Kurzschluss - Ausgangsstrom kleiner, da UBE von V15 und V19 mit steigender Temperatur auch kleiner werden.

Bei TU = + 125°C beträgt dieser Wert ca. 17 mA.

 

Verlustleistung

 

Die Gesamtverlustleistung des 741 beträgt bei +/- 5V ca. 5mW,

                                                                     bei +/- 15V ca. 50 mW.

In beweglichen Systemen z.B.: in Satelliten ist eine niedrige Versorgungsspannung und damit eine niedrige Verlustleistung wichtig.

 

Frequenzkompensation

 

Der offene Frequenzgang von galvanisch gekoppelten Verstärkern hat. Bei tiefen Frequenzen die höchste Verstärkung und eine konstante Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang (-180°C).

Bei höheren Frequenzen fällt die Verstärkung stärker ab. Beginnend mit 20dB/Dek. Steigend bis zu 40 – 60 dB/Dek.

Damit steigt die Phasendrehung zwischen Ein- und Ausgang um mehr als 180°C.

Die Oszillatorbedingung beim OP als Inverter ist erfüllt, wenn die Verstärkung 1 ist, das Signal zurückgekoppelt wird, und die Frequenz so hoch ist, dass die Phasendrehung 180°C beträgt.

 

Der offene Frequenzgang muss so abgesenkt werden, dass die Phasendrehung beim Verstärker-Nulldurchgang nicht 180°C erreicht. Dies kann durch externe RC Glieder wie beim 709 geschehen. Beim 741 erfolgt die Verstärkungsabsenkung mit einem internen Kondensator C1 mit 30pF. Der Wert kann deshalb so klein sein, da der Kollektorausgang von V13 hochohmig ist und somit die Zeitkonstante RC groß ist.

Der OdB Durchgang liegt bei 0,8 MHz. Damit wird der Frequenzgang von 10 Hz bis 800 KHz mit ca. 20dB/Dekade abgesenkt.

Die Phasensicherheit für einen Inverter beträgt hierbei ca. 80°, dies ergibt ein gutes Impulsverhalten mit geringem Überschwingen. Weiterhin ist der 741 ohne externe Beschaltung kapazitiv belastbar.

Bei einer externen Last von 2K Ohm und 100pF beträgt bei +/- 15V und TU = 25°C die Anstiegszeit für 10V Aussteuerung etwa 0,3µs.

Die Großsignal-Bandbreite 20VSS beträgt 15 KHz. Mit UB = +/- 15V liegt die typische Kleinsignalverstärkung bei ca. 105 dB.

 

 

Quelle: E.Bock .03.03.1981
abgeschrieben und abgezeichnet am 07.03.2006

Reuß, Rohde, Senger 
VBFE-05B

Operationsverstärker 741

W.- v.- Siemens- Schule Hildesheim

 

 

 

 

 

 

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